如何设计超宽输入电压范围反激式变换器

引言

本文引用地址：

本文将介绍如何利用MP023来设计具有超宽输入电压范围的反激式变换器。MP023 是一款适用于低功率应用的原边调节（PSR）控制器，它能够提供精确的恒压和恒流输出。我们将以 MP023 为例，展示一个 15W/5V 反激式变换器的设计，该变换器可接受交流和直流输入电压，并支持在宽输入电压范围内工作。

MP023：原边调节反激式控制器 

MP023 是一款离线式原边控制器，它能够提供极佳的集成调节功能，无需光耦合器或副边反馈电路。

MP023 的可变关断时间控制使反激式变换器能够在断续导通模式（DCM）下工作。该器件的电流限制和最大副边占空比均可配置，因此输出电流（IOUT）的设置也变得很简单。图 1 展示了 MP023 的典型应用电路。

MP023通过内部高压启动电流源和节能技术将空载功耗限制在 30mW 以下，同时提供全面的保护功能，包括VCC欠压锁定 (UVLO)保护、过载保护 (OLP)、过温保护 (OTP)、开环保护 (OCkP) 和过压保护 (OVP)。

反激式变换器的设计流程 

设计具有超宽VIN范围的反激式变换器需要考虑并权衡很多重要因素。下文将详细介绍设计流程中的每个步骤。

图2所示为反激式变换器的设计流程图。

反激式变换器的设计流程与相关计算 步骤 1：设计输入 

设计变换器需要首先确定输入参数。这些参数包括输入电压（VIN）、输出电压（VOUT）、输出电流（IOUT）、工作模式、开关频率（fSW）、副边占空比、估计效率、反馈 (FB) 最大采样时间、副边 FET 的正向电压以及 IC 电源电压。

表 1罗列出了本文讨论电路的设计输入。在本例中，输入电压范围为85VAC至576VAC，或90VDC至815VDC，可以是交流或者直流输入。

表1 设计输入一览

MP023 具有输出电缆补偿功能，根据连接到 CP 引脚的电阻或电容，副边占空比可限定为特定的值。如MP023 数据手册所述，将 1µF 电容连接到 MP023 的 CP 引脚会将副边占空比限制为 40%。

为了确保结果符合实际应用，变换器的预估效率被定义为相对较低（约 85%），这是低功耗反激式变换器的常见效率值。在本应用中，IOUT被定义为 3A，且同步整流控制器（例如 MP6908A）与副边 MOSFET 配合工作以提高效率并改善散热。

步骤2：计算并选择所需匝数比 

由于副边最大占空比有所限制，因此需要根据指定的VIN_MIN计算最大匝数比 (n)，以提供足够的IOUT。最大匝数比可以通过公式 (1) 来计算：

计算出最大匝数比，以VIN_MIN提供最大功率，然后选择合适的 n。最大匝数比的选择需要在副边 RMS 电流和副边 MOSFET 最大反向电压之间进行权衡。

本例利用了同步整流，因此副边 MOSFET 的反向电压很重要，因为低压 MOSFET 具有高性价比且更容易获得。本设计选择的最大匝数比为15；我们将在步骤 5 中对其进行验证。

接下来，计算原边绕组在开关周期的后半部分将经历的输出反射电压（VW）。VW可以通过公式 (2) 来估算：

VW对计算原边 MOSFET 的最大反向电压很重要。

步骤3：计算并选择所需磁化电感 

由于补偿器的无源元件集成在控制器内部，因此 MP023 可以对其提供的辅助电压进行采样，以实现闭环增益系统（反激式变换器和集成补偿器）。FB 最大采样时间定义了控制器对辅助电压进行采样以进行调节的时间（见图 3）。

MP023副边 MOSFET 的最小导通时间（tS_ON）必须满足公式 (3) 中的要求：

其中tFBS_MAX为 FB 最大采样时间，tFBS_SD为FB采样持续时间。

磁化电感及其峰值电流值的计算则需要考虑工作模式。在本例中，MP023工作在DCM模式下，因此可以使用公式(4)来估算输出功率 (P)：

根据公式 (3) 和公式 (4) ，最小磁化电感可以通过公式 (5) 来计算：

带入值进行计算：

带入值进行计算：

通过计算可知，磁化电感必须在 143.1µH 和 624.24µH 之间。但LM的取值还需要平衡 RMS 电流和变压器尺寸。因此建议使用LM在最大计算值的 60% 至80% 之间的变压器，以实现全功率且不会限制副边占空比。在本例中，我们采用 400µH 的磁化电感。

变压器值确定之后，就可以采用公式(9)来计算峰值电流：

本应用的目的是设计超宽VIN，因此确保高VIN下的最小导通时间超过前沿消隐时间非常重要。消隐时间在第一个开关周期内，此时控制器的内部比较器关闭，以避免由于击穿而激活短路保护 (SCP)。

通过公式 (10) 来估算最小导通时间（tON）：

根据这一步的计算，可知所选磁化电感适合本应用。

步骤 4：分流电阻计算

计算出峰值电流之后，再设计分流电阻以正确闭合峰值电流控制环路。

根据 MP023 数据手册，采样电流在最坏情况下的最小电压限值为 0.464V。通过公式 (11) 来计算分流电阻（RSHUNT）：

选择能够承受自身功耗的分流电阻，然后通过公式 (12) 来估算原边 RMS 电流：

在本例中，功耗约为 61mW。

步骤5：原边MOSFET计算 

这一步用于为应用选择合适的原边 MOSFET。计算出最大峰值电流和 RMS 电流后，利用公式 (13) 来计算 MOSFET的最大耐受电压：

在本例中，所需原边 MOSFET的最大反向电压应为 1200V。

步骤6：整流器MOSFET计算 

与原边MOSFET计算类似，同步整流器的最大反向电压可以通过公式 (14) 来估算：

可以得知，本例所需的整流器 MOSFET最大反向电压应为 120V 至 150V。

副边 RMS 电流对于选择最佳整流器 MOSFET 也很重要。利用公式 (15) 来计算副边 RMS 电流（IS_RMS）：

根据计算结果可知，本应用需要具有低导通电阻（RDS(ON)）的整流器 MOSFET。

步骤7：变压器设计 

选择变压器需要考虑多种因素，例如磁芯材料和磁芯形状。对于本例所需的输出功率水平和输入电压而言，采用EF20 (E20/10/6) 在尺寸和有效面积方面都较为合适。

该变压器的原边匝数（NP）可以通过公式（16）来估算：

由于 fSW 为 50kHz，因此N27 和 N97等磁芯材料可用于实现高达 0.3T 的最大磁通密度。为了以最低的原边匝数实现选定的匝数比，我们选择 0.275T。

NP确定以后，就可以使用公式 (17) 计算出副边匝数（NS）：

然后选择 IC 的电源电压（VCC），并通过公式 (18) 来估算辅助绕组匝数（NAUX）：

最后得到的变压器匝数比为：NP:NS:NAUX = 60:4:10。

最终设计 

所有重要元件值都计算出来之后，可以得到最终的电路设计如图 5所示。

实验结果

为了验证上述计算，我们搭建出一个具有超宽输入电压范围的反激式变压器原型（见图 5）。

该原型没有配置输入滤波器，这样可以使PCB更加灵活，它可以插入配置了不同输入滤波元件的另一个 PCB。

图 6 显示了变换器在最小电压下的验证结果。蓝色迹线代表原边 MOSFET 的漏源电压（VDS），粉色迹线代表通过分流电阻采样得到的原边电流。

图 7 显示了最大电压下的变换器验证结果。蓝色轨迹代表原边 MOSFET 的漏源电压（VDS）。

图8显示了本设计在不同输入电压下的效率验证结果。

如上图所示，由于副边采用了同步整流，变换器的效率相当高。此外，采用具有相对较低栅极电荷电容的原边 MOSFET 还可以降低高VIN下的开关损耗。

结语

在需要三相输入的众多工业应用中，具有宽VIN范围的反激式变换器非常有用。本文提供了一系列简单步骤，可通过MP023优化反激式变换器的设计。这些步骤包括了计算所需的匝数比、磁化电感和分流电阻，还包括选择关键参数以优化原边和副边 MOSFET 的设计。文中同时提供了设计验证结果，以证明本文所述方法的一致性和可行性。

除了 MP023 之外，MPS 还提供多款具有原边调节功能的反激式变换器。立即了解 MPS 强大的产品组合，找到满足您设计需求的解决方案。